在直流開關(guān)電源中，EMI濾波器對共模和差模傳導(dǎo)噪聲的抑制起著顯著的作用。在研究濾波器原理的基礎(chǔ)上，探討了一種對共模、差模信號進(jìn)行獨(dú)立分析，分別建模的方法，最后基于此提出了一種EMI濾波器的設(shè)計(jì)程序。
高頻直流開關(guān)電源由于其在體積、重量、功率密度、效率等方面的諸多優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)被廣泛地應(yīng)用于工業(yè)、國防、家電產(chǎn)品等各個領(lǐng)域。在直流開關(guān)電源應(yīng)用于交流電網(wǎng)的場合，整流電路往往導(dǎo)致輸入電流的斷續(xù)，這除了大大降低輸入功率因數(shù)外，還增加了大量高次諧波。同時，直流開關(guān)電源中功率開關(guān)管的高速開關(guān)動作（從幾十kHz到數(shù)MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）騷擾源。從已發(fā)表的直流開關(guān)電源論文可知，在直流開關(guān)電源中主要存在的干擾形式是傳導(dǎo)干擾和近場輻射干擾，傳導(dǎo)干擾還會注入電網(wǎng)，干擾接入電網(wǎng)的其他設(shè)備。
減少傳導(dǎo)干擾的方法有很多，諸如合理鋪設(shè)地線，采取星型鋪地，避免環(huán)形地線，盡可能減少公共阻抗；設(shè)計(jì)合理的緩沖電路；減少電路雜散電容等。除此之外，可以利用EMI濾波器衰減電網(wǎng)與直流開關(guān)電源對彼此的噪聲干擾。
EMI騷擾通常難以精確描述，濾波器的設(shè)計(jì)通常是通過反復(fù)迭代，計(jì)算制作以求逐步逼近設(shè)計(jì)要求。本文從EMI濾波原理入手，分別通過對其共模和差模噪聲模型的分析，給出實(shí)際工作中設(shè)計(jì)濾波器的方法，并分步驟給出設(shè)計(jì)實(shí)例。
1、EMI濾波器設(shè)計(jì)原理
在直流開關(guān)電源中，主要的EMI騷擾源是功率半導(dǎo)體器件開關(guān)動作產(chǎn)生的dv/dt和di/dt，因而電磁發(fā)射EME(Electromagnetic Emission)通常是寬帶的噪聲信號，其頻率范圍從開關(guān)工作頻率到幾MHz。所以，傳導(dǎo)型電磁環(huán)境（EME）的測量，正如很多國際和國家標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定，頻率范圍在0.15～30MHz。設(shè)計(jì)EMI濾波器，就是要對開關(guān)頻率及其高次諧波的噪聲給予足夠的衰減。基于上述標(biāo)準(zhǔn)，通常情況下只要考慮將頻率高于150kHz的EME衰減至合理范圍內(nèi)即可。
在數(shù)字信號處理領(lǐng)域普遍認(rèn)同的低通濾波器概念同樣適用于電力電子裝置中。簡言之，EMI濾波器設(shè)計(jì)可以理解為要滿足以下要求：
1）規(guī)定要求的阻帶頻率和阻帶衰減；（滿足某一特定頻率fstop有需要Hstop的衰減）；
2）對電網(wǎng)頻率低衰減（滿足規(guī)定的通帶頻率和通帶低衰減）；
3）低成本。
1.1、常用低通濾波器模型
EMI濾波器通常置于直流開關(guān)電源與電網(wǎng)相連的前端,是由串聯(lián)電抗器和并聯(lián)電容器組成的低通濾波器。如圖1所示，噪聲源等效阻抗為Zsource、電網(wǎng)等效阻抗為Zsink。濾波器指標(biāo)（fstop和Hstop）可以由一階、二階或三階低通濾波器實(shí)現(xiàn)，濾波器傳遞函數(shù)的計(jì)算通常在高頻下近似，也就是說對于n階濾波器，忽略所有ωk相關(guān)項(xiàng)（當(dāng)k<n），只取含ωn相關(guān)項(xiàng)。表1列出了幾種常見的濾波器拓?fù)浼捌鋫鬟f函數(shù)。特別要注意的是要考慮輸入、輸出阻抗不匹配給濾波特性帶來的影響。
1.2、EMI濾波器等效電路
傳導(dǎo)型EMI噪聲包含共模（CM）噪聲和差模(DM)噪聲兩種。共模噪聲存在于所有交流相線(L、N)和共模地(E)之間，其產(chǎn)生來源被認(rèn)為是兩電氣回路之間絕緣泄漏電流以及電磁場耦合等；差模噪聲存在于交流相線(L、N)之間，產(chǎn)生來源是脈動電流，開關(guān)器件的振鈴電流以及二極管的反向恢復(fù)特性。這兩種模式的傳導(dǎo)噪聲來源不同，傳導(dǎo)途徑也不同，因而共模濾波器和差模濾波器應(yīng)當(dāng)分別設(shè)計(jì)。
顯然，針對兩種不同模式的傳導(dǎo)噪聲，將其分離并分別測量出實(shí)際水平是十分必要的，這將有利于確定那種模式的噪聲占主要部分，并相應(yīng)地體現(xiàn)在對應(yīng)的濾波器設(shè)計(jì)過程中，實(shí)現(xiàn)參數(shù)優(yōu)化。
以一種常用的濾波器拓?fù)洹矆D2(a)〕為例，分別對共模、差模噪聲濾波器等效電路進(jìn)行分析。圖2(b)及圖2(c)分別代表濾波器共模衰減和差模衰減等效電路。分析電路可知，Cx1和Cx2只用于抑制差模噪聲，理想的共模扼流電感LC只用于抑制共模噪聲。但是，由于實(shí)際的LC繞制的不對稱，在兩組LC之間存在有漏感Lg也可用于抑制差模噪聲。Cy即可抑制共模干擾、又可抑制差模噪聲，只是由于差模抑制電容Cx2遠(yuǎn)大于Cy，Cy對差模抑制可忽略不計(jì)。同樣，LD既可抑制共模干擾、又可抑制差模干擾，但LD遠(yuǎn)小于LC，因而對共模噪聲抑制作用也相對很小。
由表1和圖2可以推出，對于共模等效電路，濾波器模型為一個二階LC型低通濾波器，將等效共模電感記為LCM，等效共模電容記為CCM，則有
LCM=LC＋1/2LD（1）
CCM=2Cy（2）
對于差模等效電路，濾波器模型為一個三階CLC型低通濾波器,將等效差模電感記為LDM，等效差模電容記為CDM（令Cx1=Cx2且認(rèn)為Cy/2<<Cx2），則有
LDM=2LD＋Lg（3）
CDM=Cx1=Cx2（4）
LC型濾波器截止頻率計(jì)算公式為
將式（1）及式（2）代入式（5），則有
CLC型濾波器截止頻率計(jì)算公式為
將式（3）及式（4）代入式（7），則有
在噪聲源阻抗和電網(wǎng)阻抗均確定，且相互匹配的情況下，EMI濾波器對共模和差模噪聲的抑制作用，如圖3所示。
2、設(shè)計(jì)EMI濾波器的實(shí)際方法
2.1、設(shè)計(jì)中的幾點(diǎn)考慮
EMI濾波器的效果不但依賴于其自身，還與噪聲源阻抗及電網(wǎng)阻抗有關(guān)。電網(wǎng)阻抗Zsink通常利用靜態(tài)阻抗補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)(LISN)來校正，接在濾波器與電網(wǎng)之間，包括電感、電容和一個50Ω電阻，從而保證電網(wǎng)阻抗可由已知標(biāo)準(zhǔn)求出。而EMI源阻抗則取決于不同的變換器拓?fù)湫问健?/p>
以典型的反激式直流開關(guān)電源為例，如圖4（a）所示，其全橋整流電路電流為斷續(xù)狀態(tài)，電流電壓波形如圖5所示。對于共模噪聲，圖4(b)所示Zsource可以看作一個電流源IS和一個高阻抗ZP并聯(lián)；圖4(c)中對于差模噪聲，取決于整流橋二極管通斷情況，Zsource有兩種狀態(tài)：當(dāng)其中任意兩只二極管導(dǎo)通時，Zsource等效為一個電壓源VS與一個低值阻抗ZS串連；當(dāng)二極管全部截止時，等效為一個電流源IS和一個高阻抗ZP并聯(lián)。因而噪聲源差模等效阻抗Zsource以2倍工頻頻率在上述兩種狀態(tài)切換。
在前述設(shè)計(jì)過程中，EMI濾波器元件（電感、電容）均被看作是理想的。然而由于實(shí)際元件存在寄生參數(shù)，比如電容的寄生電感，電感間的寄生電容，以及PCB板布線存在的寄生參數(shù)，實(shí)際的高頻特性往往與理想元件仿真有較大的差異。這涉及到EMC高頻建模等諸多問題，模型的參數(shù)往往較難確定，所以，本文僅考慮EMI濾波器的低頻抑制特性。故ZS及ZP取值與這些寄生電容、電感以及整流橋等效電容等寄生參數(shù)有關(guān)，直接采用根據(jù)電路拓?fù)浼皡?shù)建模的方案求解源阻抗難以實(shí)現(xiàn)，因而，在設(shè)計(jì)中往往采用實(shí)際測量Zsource。
2.2、實(shí)際設(shè)計(jì)步驟
EMI濾波器設(shè)計(jì)往往要求在實(shí)現(xiàn)抑制噪聲的同時，自身體積要盡可能小，成本要盡可能低廉。同時，濾波效果也取決于實(shí)際的噪聲水平的高低，分析共模和差模噪聲的干擾權(quán)重，為此，在設(shè)計(jì)前要求確定以下參量，以實(shí)現(xiàn)設(shè)計(jì)的優(yōu)化。
1）測量干擾源等效阻抗Zsource和電網(wǎng)等效阻抗。實(shí)際過程中往往是依靠理論和經(jīng)驗(yàn)的指導(dǎo)，先作出電源的PCB板，這是因?yàn)楣材?、差模的噪聲源和干擾途徑互不相同，電路板走線的微小差異都可能導(dǎo)致很大EME變化。
2）測量出未加濾波器前的干擾噪聲頻譜，并利用噪聲分離器將共模噪聲VMEASUREE,CM和差模噪聲Vmeasure,CM分離，做出相應(yīng)的干擾頻譜。
接著就可以進(jìn)行實(shí)際的設(shè)計(jì)了，仍以本文中提出的濾波器模型為例，步驟如下。
（1）依照式（9）計(jì)算濾波器所需要的共模、差模衰減，并做出曲線Vmeasure，CM－f和Vmeasure，DM－f，其中Vmeasure，CM和Vmeasure，DM已經(jīng)測得，Vstandard，CM和Vstandard，DM可參照傳導(dǎo)EMI干擾國標(biāo)設(shè)定。加上3dB的原因在于用噪音分離器的測量值比實(shí)際值要大3dB。
(Vreq,CM)dB=(Vmeasure,CM)－(Vstandard,CM)＋3dB
(Vreq,DM)dB=(Vmeasure,DM)－(Vstandard,DM)＋3dB（9）
（2）由圖3可知，斜率分別為40dB/dec和60dB/dec的兩條斜線與頻率軸的交點(diǎn)即為fR,CM和fR，DM。作Vmeasure，CM－f和Vmeasure，DM－f的切線，切線斜率分別為40dB/dec和60dB/dec，比較可知，只要測量他們與頻率軸的交點(diǎn)，即可得出fR,CM和fR，DM，圖6所示為其示意圖。
（3）濾波器元件參數(shù)設(shè)計(jì)
——共模參數(shù)的選取 Cy接在相線和大地之間，該電容器容量過大將會造成漏電流過大，安全性降低。對漏電流要求越小越好，安全標(biāo)準(zhǔn)通常為幾百μA到幾mA。
EMI對地漏電流Iy計(jì)算公式為
Iy=2πfCVc（10）
式中：f為電網(wǎng)頻率。
在本例中，Vc是電容Cy上的壓降，f=50Hz，C=2Cy，Vc=220/2=110V，則
若設(shè)對地漏電流為0.15mA，可求得Cy≈2200pF。將Cy代入步驟（2）中求得fR,CM值，再將fR,CM代入式（6）中可得
——差模參數(shù)選取 由式（8）可知，Cx1，Cx2，以及LD的選取沒有唯一解，允許設(shè)計(jì)者有一定的自由度。
由圖2可知，共模電感Lc的漏感Lg也可抑制差模噪聲，有時為了簡化濾波器，也可以省去LD。經(jīng)驗(yàn)表明，漏感Lg量值多為Lc量值的0.5％～2％。Lg可實(shí)測獲得。此時，相應(yīng)地Cx1、Ccx2值要更大。
3、結(jié)語
本文的論述是基于低通濾波器的低頻模型分析。由于實(shí)際元件寄生參數(shù)的影響，尤其在高頻段更加顯著，因而往往需要在第一次確定參數(shù)之后反復(fù)修正參數(shù)，以及使用低ESR和ESL的電容，優(yōu)化繞制磁芯的材料和工藝，逐步逼近要求的技術(shù)指標(biāo)。
由于只涉及到單級濾波器的設(shè)計(jì)，如LC型濾波器衰減程度只有40dB/dec，當(dāng)要求衰減程度在60～80dB以上的指標(biāo)時，往往需要使用多級濾波器。
通用型的EMI濾波器通常很難設(shè)計(jì)，這是由于不同的功率變換器之間，由于拓?fù)?、選用元件、PCB布版等原因，電磁環(huán)境水平相差很大，再加上阻抗匹配的問題，在很大程度上影響了濾波器的通用性，所以，濾波器的設(shè)計(jì)往往需要有針對性，并在實(shí)際調(diào)試中逐步修正。
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